공통출처

그림 1: 기본 N-채널 JFET 공통 소스 회로(편향 세부 정보 제외)

그림 2: 소스 변조가 있는 기본 N-채널 JFET 공통 소스 회로

전자공학에서 공통 소스 앰프는 일반적으로 전압 또는 전도성 앰프로 사용되는 3가지 기본 단단 전계효과 트랜지스터(FET) 앰프 위상 중 하나이다. FET가 공통 소스인지, 공통 배수관인지, 공통 게이트인지 구별하는 가장 쉬운 방법은 신호가 어디로 들어가고 나가는지 검사하는 것이다. 남은 터미널은 "공통"이라고 알려진 터미널이다. 이 예에서 신호는 게이트로 들어가 배수구를 빠져나간다. 남아 있는 단자는 근원이 유일하다. 이것은 공동 출처인 FET 회로다. 아날로그 양극성 접점 트랜지스터 회로는 전도성 증폭기 또는 전압 증폭기로 볼 수 있다. (앰프 분류 참조). 전도성 증폭기로서 입력 전압은 부하로 가는 전류를 변조하는 것으로 간주된다. 전압 증폭기로서 입력 전압은 FET를 통과하는 전류를 변조하여 옴의 법칙에 따라 출력 저항 전체의 전압을 변화시킨다. 그러나 FET 장치의 출력 저항은 일반적으로 합리적인 전도성 증폭기(이상적으로 무한대)에 비해 높지 않으며, 정상 전압 증폭기(이상적으로 0)에 비해 충분히 낮지 않다. 또 다른 큰 단점은 앰프의 제한된 고주파 응답이다. 따라서 실제로 출력은 보다 유리한 출력 및 주파수 특성을 얻기 위해 전압 추종자(공통 배수 또는 CD 단계) 또는 전류 추종자(공통 게이트 또는 CG 단계)를 통해 라우팅되는 경우가 많다. CS-CG 조합은 캐스코드 증폭기라고 불린다.

특성.

저주파에서 그리고 단순화된 하이브리드-PI 모델(채널 길이 변조에 의한 출력 저항을 고려하지 않는 경우)을 사용하여 다음과 같은 폐쇄 루프 소신호 특성을 도출할 수 있다.

	정의	표현
전류 이득	$A_{\text{i}\triangleq {\frac {i_{\text{out}}{i_{\text{in}}\,$	$\displaystyle \큰 \,}$
전압 게인	$A_{\text{v}\triangleq {\frac {v_{\text{out}}{v_{\text{in}}\,$	${\begin{matrix}-{\frac {g_{\mathrm {}{}R_{\text}D}}{1+g_{\mathrm {m} }R_{\text{S}}}\end{매트릭스}\,$
입력 임피던스	$r_{\text{in}\frac {v_{\text{in}}{i_{\text{in}}\,$	$\displaystyle \큰 \,}$
출력 임피던스	$r_{\text{out}\frac {v_{\text{out}}{i_{\text{out}}}}$	$R_{\text{D}\,$

대역폭

그림 3: 활성 부하I가_D 있는 기본 N-채널 MOSFET 공통 소스 앰프

그림 4: N-채널 MOSFET 공통 소스 앰프를 위한 소형 신호 회로

그림 5: 밀러의 정리를 사용하여 밀러 캐패시턴스 C를_M 도입하는 N-채널 MOSFET 공통 소스 증폭기용 소형 신호 회로

공통 소스 증폭기의 대역폭은 밀러 효과에 따른 높은 캐패시턴스로 인해 낮은 경향이 있다. 게이트-레인 캐패시턴스는 계수 $1+|A_{\text{v}}|\,$ + $1+|A_{\text{v}}|\,$ $1+|A_{\text{v}}|\,$ $displaystyle 1+ A_{\text{v}$ 에 효과적으로 곱하여 총 입력 캐패시턴스를 증가시키고 전체 대역폭을 낮춘다.

그림 3은 활성 부하가 있는 MOSFET 공통 소스 증폭기를 보여준다. 그림 4는 출력 노드에 부하 저항기 R이_L 추가되고 입력 노드에 인가 전압 V의_A 테베닌 드라이버와 직렬 저항_A R이 추가된 경우에 해당하는 소신호 회로를 나타낸다. 이 회로의 대역폭에 대한 제한은 게이트와 드레인 사이의 기생 트랜지스터 캐패시턴스_gd C와_A 소스 R의 직렬 저항의 결합에서 비롯된다(다른 기생 캐패시턴스는 있지만 대역폭에 대한 2차적인 영향만 가지고 있어 여기서는 무시된다).

밀러의 정리를 이용하여 그림 4의 회로를 그림 5의 회로로 변환하여 회로의 입력 측에 밀러 캐패시턴스 C를_M 표시한다. C의_M 크기는 Miller capacitance, say i를 통해_M 그림 5의 입력 회로의 전류를 동일시함으로써 결정된다.

\ i_{\mathrm {M} }=j\omega C_{\mathrm {M} }v_{\mathrm {GS} }=j\omega C_{\mathrm {M} }v_{\mathrm {G} }

,

그림 4의 캐패시터 C가_gd 입력하는 전류, 즉 ΩC_gd v_GD. 밀러 캐패시턴스가 다음과 같이 주어진다면 이 두 전류는 동일하므로 두 회로의 입력 동작이 동일하다.

C_{\mathrm {M} }=C_{\mathrm {gd} }{\frac {v_{\mathrm {GD} }}{v_{\mathrm {GS} }}}=C_{\mathrm {gd} }\left(1-{\frac {v_{\mathrm {D} }}{v_{\mathrm {G} }}}\right)

.

일반적으로 게인 v_D/v의_G 주파수 의존도는 앰프의 코너 주파수보다 다소 높은 주파수에서도 중요하지 않다. 즉, 저주파 하이브리드-pi 모델이_D v/v를_G 결정하는 데 정확하다는 것을 의미한다. 이 평가는 밀러의 근사치로서^[1] 추정치를 제공한다(그림 5에서 캐패시턴스를 0으로 설정).

{\frac {v_{\mathrm {D} }}{v_{\mathrm {G} }}}\approx -g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })

,

그래서 밀러 캐패시턴스는

C_{\mathrm {M} }=C_{\mathrm {gd} }\left(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })\right)

.

게인 g_m(r_O R_L)는 큰 R에_L 비해 크므로 작은 기생 캐패시턴스 C도_gd 앰프의 주파수 응답에 큰 영향을 미칠 수 있으며, 이러한 효과를 상쇄하기 위해 많은 회로 트릭을 사용한다. 한 가지 요령은 캐스코드 회로를 만들기 위해 공통 관문(전류 추종자) 단계를 추가하는 것이다. 전류 추종자 단계는 매우 작은 공통 소스 단계, 즉 전류 추종자의 입력 저항(R_L ≈ 1 / g_m ≈ V_ov / (2I_D; 공통 게이트 참조)에 대한 부하를 나타낸다. R이_L 작으면 C가_M 줄어든다.^[2] 공통 발진 증폭기에 관한 기사는 이 문제에 대한 다른 해결책을 논의한다.

그림 5로 복귀하는 게이트 전압은 다음과 같이 전압 분할에 의한 입력 신호와 관련된다.

v_{\mathrm {G} }=V_{\mathrm {A} }{\frac {1/(j\omega C_{\mathrm {M} })}{1/(j\omega C_{\mathrm {M} })+R_{\mathrm {A} }}}=V_{\mathrm {A} }{\frac {1}{1+j\omega C_{\mathrm {M} }R_{\mathrm {A} }}}

v_{\mathrm {G} }=V_{\mathrm {A} }{\frac {1/(j\omega C_{\mathrm {M} })}{1/(j\omega C_{\mathrm {M} })+R_{\mathrm {A} }}}=V_{\mathrm {A} }{\frac {1}{1+j\omega C_{\mathrm {M} }R_{\mathrm {A} }}}

.

대역폭(3dB 주파수라고도 함)은 신호가 저주파 값의 1/2 √2로 떨어지는 주파수다. (데시벨 단위, dB(√2) = 3.01dB). ΩC_M R_A = 1일 때 1/ √2로 감소하여 입력 신호가 Ω의 이 값(이 값 Ω_{3 dB}, say) v_G = V_A / (1+j)로 된다. (1+j) = √2의 크기. 결과적으로 3dB 주파수 f_{3 dB} = Ω_{3 dB} / (22)는 다음과 같다.

f_{\mathrm {3dB} }={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }C_{\mathrm {M} }}}={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }[C_{\mathrm {gd} }(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })]}}

.

기생 게이트-소스 캐패시턴스 C가_gs 분석에 포함되면 단순히 C와_M 평행하기 때문에

{\displaystyle f_{\mathrm {3dB} }={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }(C_{\mathrm {M} }+C_{\mathrm {gs} })}}={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }[C_{\mathrm {gs} }+C_{\mathrm {gd} }(1+g_{\

mathrm {m}(r_{\mathrm {O}}}\병렬 R_{\mathrm {L}})}}}}}}}.

소스 저항 R이_A 작으면 f가_{3 dB} 커지므로, 캐패시턴스의 Miller 증폭은 소형_A R의 대역폭에 거의 영향을 주지 않는다. 이 관찰은 대역폭을 증가시키기 위한 또 다른 회로 기법을 시사한다: 드라이버와 공통 소스 단계 사이에 공통 배관(전압 추종자) 단계를 추가하여 결합된 드라이버 플러스 전압 추종자의 테베닌 저항이 원래 드라이버의 R보다_A 작도록 한다.^[3]

그림 2의 회로 출력 측을 검사하면 gain v_D/v의_G 주파수 의존성을 찾을 수 있으며, 이는 밀러 캐패시턴스의 저주파 평가가 f보다_{3 dB} 큰 주파수 f에 적합한지 확인할 수 있다(회로의 출력 측을 어떻게 취급하는지는 극분리에 관한 기사 참조).

참고 항목

참조

^ R.R. Spencer; M.S. Ghausi (2003). Introduction to electronic circuit design. Upper Saddle River NJ: Prentice Hall/Pearson Education, Inc. p. 533. ISBN 0-201-36183-3.
^ Thomas H Lee (2004). The design of CMOS radio-frequency integrated circuits (Second ed.). Cambridge UK: Cambridge University Press. pp. 246–248. ISBN 0-521-83539-9.
^ Thomas H Lee (2004). pp. 251–252. ISBN 0-521-83539-9.

외부 링크

공통 소스 앰프 스테이지

[Spencer-1] R.R. Spencer; M.S. Ghausi (2003). Introduction to electronic circuit design. Upper Saddle River NJ: Prentice Hall/Pearson Education, Inc. p. 533. ISBN 0-201-36183-3.

[Lee-2] Thomas H Lee (2004). The design of CMOS radio-frequency integrated circuits (Second ed.). Cambridge UK: Cambridge University Press. pp. 246–248. ISBN 0-521-83539-9.

[Lee2-3] Thomas H Lee (2004). pp. 251–252. ISBN 0-521-83539-9.

[1]

[2]

[3]

v t 트랜지스터 증폭기
	양극 접점 트랜지스터:	공통방출기 공통집합기 공통기준
	전계효과 트랜지스터:	공통출처 공동 배수구 공용문
	다중 트랜지스터:	달링턴 트랜지스터 보완 피드백 쌍 캐스코드 긴꼬리쌍

Search

공통출처

네임스페이스

더

목차

특성.

대역폭

참고 항목

참조

외부 링크