입석파비

무선 엔지니어링 및 통신에서 스탠딩파비(standing wave ratio, SWR)는 송신선이나 도파관의 특성 임피던스에 부하를 매칭하는 임피던스 측정이다. 임피던스가 일치하지 않으면 송신선을 따라 서 있는 파형이 발생하며, SWR은 안티노드(최대)에서 라인을 따라 노드에서 진폭(최소)에 대한 부분 서 있는 파형의 진폭의 비율로 정의된다.

SWR은 일반적으로 전송선을 따라 최대 및 최소 AC 전압으로 생각되며, 따라서 전압 스탠딩파 비 또는 VSWR(때로는 "비즈워"^[1]^[2]라고 발음하기도 한다. 예를 들어 VSWR 값 1.2:1은 전송선을 따라 서 있는 파동으로 인해 AC 전압의 피크 값이 해당 라인을 따라 최소 AC 전압의 1.2배임을 의미한다. SWR은 또한 전송 라인의 전류, 전기장 강도 또는 자기장 강도의 최소 진폭 대 최대 진폭의 비율로 정의할 수 있다. 변속기 라인 손실을 방치하면 이 비율은 동일하다.

전력 스탠딩파비(PSWR)는 VSWR의 제곱으로 정의되지만,^[3] 이 사용되지 않는 용어는 전송에 관련된 실제 전력과 물리적 관계가 없다.

SWR은 보통 SWR 미터라는 전용 계기를 사용하여 측정한다. SWR은 사용 중인 전송 라인의 특성 임피던스에 상대적인 부하 임피던스의 측정값이기 때문에(이것은 함께 아래에서 설명한 대로 반사 계수를 결정한다), 주어진 SWR 미터는 특정 특성 임피던스에 대해 설계된 경우에만 SWR의 관점에서 본 임피던스를 해석할 수 있다. 실제로 이러한 응용 프로그램에 사용되는 대부분의 전송 라인은 임피던스가 50 또는 75Ω인 동축 케이블이므로 대부분의 SWR 미터는 이들 중 하나에 해당된다.

SWR 점검은 라디오 방송국의 표준 절차다. 임피던스 분석기(또는 "임피던스 브리지")로 로드의 임피던스를 측정하여 동일한 정보를 얻을 수 있었지만, SWR 미터는 이러한 목적을 위해 더 단순하고 강력하다. 송신기 출력에서 임피던스 불일치의 크기를 측정하여 안테나 또는 전송 라인으로 인한 문제를 나타낸다.

임피던스 매칭

SWR은 무선 주파수(RF) 신호를 전달하는 전송 라인의 특성 임피던스에 대한 부하 임피던스 매칭 측정치로 사용된다. 이는 특히 라디오 송신기와 수신기를 안테나로 연결하는 전송 라인과 TV 수신기에 대한 케이블 TV 연결 및 분배 증폭기와 같은 RF 케이블의 유사한 용도에 적용된다. 임피던스 매칭은 소스 임피던스가 로드 임피던스의 복잡한 결합일 때 달성된다. 이를 달성하는 가장 쉬운 방법, 그리고 송신선을 따라 손실을 최소화하는 방법은 소스와 부하 양쪽의 복잡한 임피던스의 가상 부분이 0, 즉 전송선의 특성 임피던스와 동일한 순수 저항이다. 부하 임피던스와 전송선이 일치하지 않을 경우 부하를 향해 전송되는 전방파의 일부가 송신선을 따라 다시 선원을 향해 반사된다. 그러면 공급원은 예상과 다른 임피던스를 보게 되고, 이는 그에 의해 공급되는 전력의 감소(또는 어떤 경우에는 더 많은)로 이어질 수 있으며, 그 결과는 전송 라인의 전기적 길이에 매우 민감하게 된다.

이러한 불일치는 대개 원하지 않으며 송전선 손실을 확대시키는 송전선로를 따라 서 있는 파동을 초래한다(높은 주파수 및 긴 케이블에 유의함). SWR은 서 있는 파장의 깊이를 측정하는 것으로, 따라서 송신선에 대한 부하를 일치시키는 측정이다. 일치하는 하중은 반사파가 없음을 의미하는 1:1의 SWR이 될 것이다. 무한 SWR은 모든 입사 동력이 선원을 향해 반사되어 전력을 흡수할 수 없는 하중에 의한 완전한 반사를 나타낸다.

송신선에 대한 하중의 일치는 송신선에 대한 소스의 일치 또는 송신선을 통해 보이는 부하와의 일치가 다르다는 것을 이해해야 한다. 예를 들어, 만약 부하 임피던스 Zload고 소스 임피던스 Zsource=Z*load 사이에 완벽한 경기가 만약 광원과 짐은 송전선을 통해서 하나의 절반 파장(1/2파장들의 또는 배수)의 어떤 특성 i. 전기의 길이가 송전선을 사용하여 연결되어 있는 완벽한 경기 남아 있을 것이다mpedance Z0. 그러나 SWR은 일반적으로_load Z와 Z에만₀ 의존하여 1:1이 아니다. 송신선의 길이가 다른 경우, 소스는 소스와 잘 맞을 수도 있고 아닐 수도 있는 Z와_load 다른 임피던스를 보게 될 것이다. 때로는 이것이 의도적인 것으로, 다른 방법으로 일치하지 않는 선원과 부하 사이의 일치를 개선하기 위해 쿼터파 매칭 섹션을 사용할 때 사용된다.

그러나 송신기와 신호 발생기와 같은 일반적인 RF 선원은 공통 전송 라인의 특성 임피던스에 해당하는 50Ω 또는 75Ω과 같은 순수 저항 로드 임피던스를 조사하도록 설계되었다. 그러한 경우, 송신선 Z_load=Z에₀ 로드를 일치시키면, 송신선이 없었던 것처럼 소스가 동일한 로드 임피던스를 볼 수 있도록 항상 보장한다. 이것은 1:1 SWR과 동일하다. 이 조건(Z_load=Z₀)은 선원에 의해 보이는 하중이 송신선의 전기적 길이에 독립적이라는 것을 의미하기도 한다. 송신선의 물리적 세그먼트의 전기적 길이는 신호 주파수에 따라 달라지기 때문에, 이 조건을 위반하면 Z가_load 주파수 독립적이더라도 송신선을 통해 소스가 보는 임피던스가 주파수 함수(특히 라인이 긴 경우)가 되는 것을 의미한다. 따라서 실제로 양호한 SWR(약 1:1)은 송신기가 최적 및 안전 작동에 대해 기대하는 정확한 임피던스를 볼 때 송신기의 출력을 의미한다.

반사계수에 대한 관계

입사파(파란색)는 송신선의 단락회선 끝에서 위상 밖으로 완전히 반사(빨간색 파)되어 순전압(검은색) 스탠딩파를 생성한다. γ = -1, SWR = ∞.

송전 라인에 서 있는 파동, 한 번의 진동 기간 동안 다른 색상으로 표시되는 순 전압. 왼쪽에서 들어오는 파동(진폭 = 1)은 부분적으로 (위아래로) reflected = 0.6, -0.333, 0.8 ∠60°로 반사된다. 결과 SWR = 4, 2, 9.

균일한 전송 라인에서 스탠딩 파형의 전압 성분은 반사파(복잡한 진폭 $V_{f}$ $V_{f}$ ${\$ 에 중첩된 전진파(복잡한 $V_{r}$ $V_{r}$ r ${\$ 로 구성된다. $V_{r}$

파동은 전송선이 그 특성 임피던스와 동일한 임피던스로 종료될 때 부분적으로 반사된다. 반사 계수 $\Gamma$ $\Gamma$ 은(는) 다음과 같이 정의할 수 있다 $\Gamma$ .

\Gamma ={\frac {V_{r}{V_{f}}.

또는

\Gamma ={Z_{L}-Z_{O}\over Z_{L}+Z_{O}

$\Gamma$ $\Gamma$ 은 $\Gamma$ 반사의 규모와 위상 변화를 모두 설명하는 복잡한 숫자다. 부하에서 측정된 $\Gamma$ $display$ {\displaystyle \ $Gamma }$ 의 가장 간단한 경우는 다음과 같다.

$\Gamma =-1$ = $\Gamma =-1$ - $\Gamma =-1$ $\Gamma =-1$ : 완전한 음반사, 라인이 단락된 경우,
$\Gamma =0$ = $\Gamma =0$ $\Gamma =0$ : 반사 없음, 선이 완벽하게 일치할 때,
$\Gamma =+1$ = $\Gamma =+1$ + $\Gamma =+1$ ${\displaystyle \Gamma =+1$ } $:$ 라인이 개방된 상태에서 완전한 양의 반사를 한다.

SWR은 $\Gamma$ $\Gamma$ 의 크기에 직접 대응한다 $\Gamma$

라인을 따라 일부 지점에서 전진과 반사파가 정확히 위상에서 해당 파동의 진폭 합계에 의해 $V_{\text{max}}$ 주어지는 결과 $V_{\text{max}}$ V $V_{\text{max}}$ ${\$ 을(를) 건설적으로 방해한다.

{\begin{ligned} V_{max} + V_{r} \&=V_{f} + \Gamma V_{f} \\&=(1+ \Gamma ) V_{f} .\end{ligned}}}}

다른 지점에서는 진폭이 부분적으로 취소되어 180° 위상 이탈을 방해한다.

{\begin{aigned} V_{\text{f} &= V_{f} \&=V_{f} - \Gamma V_{f} \&=(1- \Gamma ) V_{f} .\ended}}}

그러면 전압 스탠딩 파형 비율이

{\text{VSWR}={\frac {V_{\text{max}}}{{V_{\text{min}}}}}}}{{\frac {1+ \감마}}

$\Gamma$ $\Gamma$ 의 크기는 항상 $\Gamma$ [0,1] 범위에 속하므로 SWR은 항상 단일성보다 크거나 같다. V와_f V의_r 위상은 서로 반대 방향으로 변속기 라인을 따라 다르다는 점에 유의하십시오. 따라서 복합값 반사계수 $\Gamma$ 도 상이하지만 $\Gamma$ 상에서만 차이가 난다. SWR이 ${\displaystyle \Gamma$ $\Gamma$ 의 복잡한 크기에만 의존한 상태에서, 송신선을 따라 어느 지점에서 측정된 SWR이 동일한 판독값을 얻음을 알 수 있다(전송선 손실 제외).

전진파 및 반사파의 출력은 각 파동에 의한 전압 성분의 제곱에 비례하므로, SWR은 전진파 및 반사파력의 측면에서 다음과 같이 표현할 수 있다.

{\text{SWR}}={\frac{1+{\sqrt{P_{r}/{f}}}{1-{\sqrt{P_{r}/{f}}}}}}}}.

삽입 지점에서 복잡한 전압과 전류를 샘플링함으로써 SWR 미터는 SWR 미터가 설계한 특성 임피던스에 대한 전송 라인의 유효 전방 및 반사 전압을 계산할 수 있다. 전진 및 반사 전력은 전진 및 반사 전압의 제곱과 관련되기 때문에 일부 SWR 미터에는 전진 및 반사 전력도 표시된다.

순전히 저항성이지만 전송선 Z의₀ 특성 임피던스와 동일하지 않은 부하 R의_L 특별한 경우, SWR은 단순히 그들의 비율에 의해 주어진다.

{\displaystyle {\text{SWR}}=\왼쪽({\frac {R_{\text{\text{L}}{Z_{\text{0}}}}}\오른쪽)^{\pm 1.

단일성보다 큰 값을 얻기 위해 ±1을 선택한 경우.

스탠딩 웨이브 패턴

전압 진폭에 대한 복잡한 표기법을 사용하여 주파수 $\nu$ ${\displaystyle \nu$ 에서 신호에 대해 시간 t의 함수로서 실제(실제) 전압_actual V는 다음과 같이 복잡한 전압과 관련되는 것으로 이해된다.

V_{\text{actual}}=\Re (e^{i2\pi \nu t}V)

V_{\text{actual}}=\Re (e^{i2\pi \nu t}V)

=

V_{\text{actual}}=\Re (e^{i2\pi \nu t}V)

i

V_{\text{actual}}=\Re (e^{i2\pi \nu t}V)

V_{\text{actual}}=\Re (e^{i2\pi \nu t}V)

V_{\text{actual}}=\Re (e^{i2\pi \nu t}V)

V_{\text{actual}}=\Re (e^{i2\pi \nu t}V)

V_{\text{actual}}=\Re (e^{i2\pi \nu t}V)

V

V_{\text{actual}}=\Re (e^{i2\pi \nu t}V)

)

V_{\text{actual}}=\Re(e^{i2\pi \nu t}V)

V_{\text{actual}}=\Re (e^{i2\pi \nu t}V)

.

따라서 괄호 안의 복잡한 양의 실제 부분을 취하면, 실제 전압은 주파수 ν에서 사인파로 구성되며, 피크 진폭은 V의 복잡한 크기와 같으며, 복합 V의 위상에 의해 주어진 위상이 있다. 그런 다음 x에 의해 주어진 송신선을 따라 위치를 설정하고, x에₀ 하중이 있는 선으로 끝나는 선으로, 전방과 역파의 복잡한 진폭은 다음과 같이 기록될 것이다.

{\reasoned}V_{f}(x)&=e^{-ik(x-x_{0})}A\\V_{r}(x)&=\감마 e^{ik(x-x_{0})}A\end{정렬}}

일부 복잡한 진폭 A에 대해(x에서₀ 전방 파형에 대응) 여기 k는 송전선로를 따라 유도된 파장으로 인한 wavenumber이다. 일부 치료에서는 $e^{-i2\pi \nu t}$ $e^{-i2\pi \nu t}$ 가 e $e^{-i2\pi \nu t}$ i $e^{-i2\pi \nu t}$ $e^{-i2\pi \nu t}$ t {\ $displaystyle e^{-i2\pi$ \nu $t}}$ 에 $e^{-i2\pi \nu t}$ 따른 페이저와 e $e^{+ik(x-x_{0})}$ + $e^{+ik(x-x_{0})}$ k $e^{+ik(x-x_{0})}$ ( $e^{+ik(x-x_{0})}$ - x $e^{+ik(x-x_{0})}$ 0 ){\ $displaystyle e^{+ik($ x-x_ ${0$ }}})의 공간 의존도가 e - i - i k $e^{+ik(x-x_{0})}$ (+x 방향의 경우 $e^{+ik(x-x_{0})}$ 를_actual 사용한다.

According to the superposition principle the net voltage present at any point x on the transmission line is equal to the sum of the voltages due to the forward and reflected waves:

{\begin{aligned}V_{\text{net}}(x)&=V_{f}(x)+V_{r}(x)\\&=e^{-ik(x-x_{0})}\left(1+\Gamma e^{i2k(x-x_{0})}\right)A\end{aligned}}

Since we are interested in the variations of the magnitude of V_net along the line (as a function of x), we shall solve instead for the squared magnitude of that quantity, which simplifies the mathematics. To obtain the squared magnitude we multiply the above quantity by its complex conjugate:

{\begin{aligned} V_{\text{net}}(x) ^{2}&=V_{\text{net}}(x)V_{\text{net}}^{*}(x)\\&=e^{-ik(x-x_{0})}\left(1+\Gamma e^{i2k(x-x_{0})}\right)A\,e^{+ik(x-x_{0})}\left(1+\Gamma ^{*}e^{-i2k(x-x_{0})}\right)A^{*}\\&=\left[1+ \Gamma  ^{2}+2\Re (\Gamma e^{i2k(x-x_{0})})\right] A ^{2}\end{aligned}}

Depending on the phase of the third term, the maximum and minimum values of V_net (the square root of the quantity in the equations) are (1 + Γ ) A and (1 − Γ ) A respectively, for a standing wave ratio of:

{\text{SWR}}={\frac { V_{\text{max}} }{ V_{\text{min}} }}={\frac {1+ \Gamma  }{1- \Gamma  }}

as earlier asserted. Along the line, the above expression for $V_{\text{net}}(x) ^{2}$ is seen to oscillate sinusoidally between $V_{\text{min}} ^{2}$ and $V_{\text{max}} ^{2}$ with a period of 2π/2k. This is half of the guided wavelength λ = 2π/k for the frequency ν. That can be seen as due to interference between two waves of that frequency which are travelling in opposite directions.

예를 들어, 속도계수가 2/3인 전송 라인의 주파수 ==20 MHz(자유 공간 파장 15 m)에서 유도 파장(전파 단독의 전압 피크 사이의 거리)은 = = 10 m가 될 것이다. x = 0에서 전방파가 0 위상(피크 전압)인 경우 x = 10m에서는 0 위상이 되지만 x = 5m에서는 180° 위상(피크 음전압)이 된다. 반면, 반사파에 더하여 생성된 스탠딩 파동으로 인한 전압의 크기는 λ/2 = 5m의 피크 사이에 파장을 가질 것이다. 하중 위치 및 반사 단계에 따라 x = 1.3m에서 V의_net 크기에 피크가 있을 수 있다. 그 다음 V_net = V_max = x = 6.3 m에서 발견되는 반면, 대기파 V = V의_min 미니마는_net x = 3.8 m, 8.8 m 등에서 발견된다.

SWR의 실제적 의미

Ansys HFSS의^[4] 도움을 받아 스케줄 VSWR에 따른 안테나 대역폭 추정 예제

SWR 측정 및 검사의 가장 일반적인 경우는 송신 안테나를 설치하고 튜닝할 때 입니다. 송신기가 공급선에 의해 안테나에 연결되었을 때, 송신기가 설계한 임피던스(피드 라인의 임피던스, 보통 50~75옴)를 보기 위해서는 안테나의 구동점 임피던스가 공급 라인의 특성 임피던스와 일치해야 한다.

특정 안테나 설계의 임피던스는 항상 명확하게 식별할 수 없는 여러 요인에 의해 달라질 수 있다. 여기에는 송신기 주파수(안테나의 설계 또는 공명 주파수와 비교), 안테나의 위 높이와 지면 품질, 대형 금속 구조물에 대한 근접성, 안테나를 구성하는 데 사용되는 도체의 정확한 크기 변화 등이 포함된다.^[5]

안테나와 공급 라인에 일치하는 임피던스가 없을 때 송신기는 예상치 못한 임피던스를 보게 되는데, 여기서 최대 전력을 생산할 수 없을 수 있고 경우에 따라서는 송신기를 손상시킬 수도 있다.^[6] 전송 라인의 반사된 전력은 부하에 실제로 전달되는 전원에 비해 평균 전류를 증가시켜 송신 라인의 손실을 증가시킨다.^[7] 우리가 주목한 부정적인 영향과 ^[6]함께 이러한 반사파와 서 있는 파형의 패턴을 야기하는 전방파의 상호작용이다.^[8]

안테나의 임피던스를 공급 라인의 임피던스에 매칭하는 것은 안테나 자체를 조절하는 것을 통해서도 이루어질 수 있지만, 그렇지 않으면 임피던스 매칭 장치인 안테나 튜너를 통해서도 가능하다. 공급 라인과 안테나 사이에 튜너를 설치하면 공급 라인이 특성 임피던스에 가까운 로드를 볼 수 있는 반면, 송신기의 전력(튜너 내에서 소량이 소멸될 수 있음)의 대부분을 송신하여 다른 방법으로 허용할 수 없는 공급 지점 임피던스에도 불구하고 안테나에 의해 방사되도록 할 수 있다. 송신기와 피드 라인 사이에 튜너를 설치하면 공급 라인의 송신기 끝에서 보이는 임피던스를 송신기가 선호하는 임피던스로 변환할 수도 있다. 그러나 후자의 경우, 공급 라인은 여전히 높은 SWR을 가지고 있어 공급 라인 손실이 증가함에 따라 감소되지 않는다.

그러한 손실의 크기는 전송 회선의 유형과 그 길이에 따라 달라진다. 그것들은 항상 빈도에 따라 증가한다. 예를 들어 공명 주파수에서 멀리 떨어진 곳에서 사용되는 특정 안테나는 6:1의 SWR을 가질 수 있다. 3.5MHz 주파수의 경우, 안테나가 RG-8A 동축 75m를 통해 공급되는 경우 스탠딩 파동에 의한 손실은 2.2dB가 될 것이다. 그러나 RG-8A 동축 75m에서 동일한 6:1 불일치로 146MHz에서 10.8dB의 손실이 발생할 수 있다.^[6] 따라서 송신기가 보이는 임피던스를 수용할 수 있는 경우(또는 송신기와 피드 라인 사이에 안테나 튜너가 사용됨)라도 주파수 증가에 따라 안테나와 피드 라인, 즉 더 낮은 SWR의 매칭이 점점 중요해진다.

특정 유형의 전송은 전송 라인에 반사된 파동으로 인해 다른 부정적인 영향을 받을 수 있다. 아날로그 TV는 지연된 신호가 긴 회선에서 앞뒤로 튕겨져 나오는 '유령'을 경험할 수 있다. FM 스테레오도 영향을 받을 수 있으며 디지털 신호는 지연된 펄스를 경험할 수 있어 비트 오류가 발생할 수 있다. 신호가 다시 하강했다가 다시 상승하는 지연 시간이 변조 시간 상수와 비슷할 때마다 영향이 발생한다. 이러한 이유로, 이러한 유형의 전송은 SWR 유도 손실이 허용될 수 있고 송신기에서 매칭이 이루어지더라도 공급 라인에 낮은 SWR이 필요하다.

입석파비 측정방법

슬롯 라인. 프로브가 라인을 따라 이동하여 가변 전압을 측정한다. SWR은 최소 전압으로 나눈 최대값이다.

스탠딩파비 측정에는 여러 가지 방법을 사용할 수 있다. 가장 직관적인 방법은 프로브가 라인을 따라 다양한 지점에서 실제 전압을 감지할 수 있도록 개방된 슬롯이 있는 전송 라인의 한 단면인 슬롯 라인을 사용한다.^[9] 따라서 최대값과 최소값을 직접 비교할 수 있다. 이 방법은 VHF 및 높은 주파수에서 사용된다. 낮은 주파수에서 그러한 선은 비실용적으로 길다. 방향 쿠플러는 마이크로파 주파수를 통해 HF에서 사용할 수 있다. 어떤 것은 4분의 1 이상의 파장으로, 더 높은 주파수로 사용을 제한한다. 다른 유형의 방향 쿠플러는 전송 경로의 단일 지점에서 전류와 전압을 샘플링하고 한 방향으로 흐르는 힘을 나타내는 방식으로 수학적으로 결합한다.^[10] 아마추어 작동에 사용되는 일반적인 SWR/전원계 형식은 이중 방향 연결기를 포함할 수 있다. 다른 유형에서는 한 방향으로 흐르는 힘을 샘플링하기 위해 180도 회전할 수 있는 단일 연결기를 사용한다. 이러한 유형의 단방향 쿠플러는 많은 주파수 범위와 전력 수준에 사용할 수 있으며, 사용되는 아날로그 미터에 적절한 연결 값과 함께 사용할 수 있다.

회전식 방향 커플러 요소를 이용한 방향 와트계

방향 쿠플러가 측정한 전방 및 반사 전력을 사용하여 SWR을 계산할 수 있다. 계산은 아날로그 또는 디지털 형태로 수학적으로 또는 추가 척도로 미터기에 내장된 그래픽 방법을 사용하거나 같은 미터기에 있는 두 바늘 사이의 교차점에서 판독하여 수행할 수 있다.

위의 계측기는 SWR의 지속적인 모니터링이 가능하도록 송신기의 최대 전원이 측정 장치를 통과할 수 있는 "인라인"을 사용할 수 있다. 네트워크 분석기, 저전력 방향 쿠플러 및 안테나 브리지와 같은 다른 기기는 측정을 위해 저전력을 사용하며 송신기 대신 연결해야 한다. 브리지 회로는 부하 임피던스의 실제 부분과 가상 부분을 직접 측정하고 SWR을 도출하는 데 사용할 수 있다. 이러한 방법은 단순한 SWR이나 전진 및 반사 전력 이상의 정보를 제공할 수 있다.^[11] 독립형 안테나 분석기는 다양한 측정 방법을 사용하며 주파수 대비 SWR 및 기타 파라미터를 표시할 수 있다. 방향 쿠플러와 브릿지를 조합해 사용하면 복잡한 임피던스나 SWR로 직접 판독하는 인라인 계측기를 만들 수 있다.^[12] 또한 다중 파라미터를 측정하는 독립형 안테나 분석기를 사용할 수 있다.

전력 입석파비

전력 스탠딩파비(PSWR)라는 용어는 전압 스탠딩파비의 제곱으로 정의되기도 한다. 이 용어는 "잘못된 것"^[13]으로 널리 인용되고 있다. 그리들리의 말에 의하면:^[14]

무손실 라인을 따라 전력 분배가 일정하기 때문에 간혹 마주칠 수 있는 '전력 스탠딩파 비율'이라는 표현은 더욱 오해의 소지가 있다...
— J. H. Gridley

그러나 그것은 이전에 마이크로파 주파수에서 표준 측정기였던 슬롯 라인에서 SWR을 사용한 한 가지 유형의 측정과 일치한다. 슬롯 라인은 결정 검출기 또는 검출기의 일부인 소형 감지 안테나를 라인 내 전기장에 배치하는 도파관(또는 공기 주입 동축 라인)이다. 안테나에서 유도되는 전압은 검출기에 통합된 점 접촉 다이오드(결정 정류기) 또는 쇼트키 장애물 다이오드에 의해 정류된다. 이러한 검출기는 낮은 수준의 입력에 대한 제곱법 출력을 가지고 있다. 따라서 판독치는 슬롯을² 따라 프로브가 슬롯을 따라 이동할 때 E와²_max E의²_min 최대 및 최소 판독값과 일치한다. 이것들의 비율은 SWR, 이른바 PSWR의 제곱을 산출한다.^[15]

이 용어의 합리화 기법에는 문제가 많다.^{[clarification needed]} 검출기 다이오드의 사각 법칙 동작은 다이오드를 가로지르는 전압이 다이오드의 무릎 아래에 있을 때만 나타난다. 감지된 전압이 무릎을 초과하면 다이오드의 반응이 거의 선형적으로 된다. 이 모드에서 다이오드와 관련 필터링 캐패시터는 샘플링된 전압의 피크에 비례하는 전압을 생성한다. 그러한 검출기의 조작자는 검출기 다이오드가 작동 중인 모드에 대해 미리 알리지 않으므로 SWR 또는 소위 PSWR 간의 결과를 구별하는 것은 실용적이지 않다. 더 심각한 것은 최소 감지 전압이 무릎 아래이고 최대 전압이 무릎 위인 경우가 일반적이다. 이 경우 계산된 결과는 대체로 무의미하다. 따라서 PSWR 및 전력 입석파 비율이라는 용어는 사용되지 않으며 레거시 측정 관점에서만 고려해야 한다.

Implications of SWR on medical applications

SWR can also have a detrimental impact upon the performance of microwave-based medical applications. In microwave electrosurgery an antenna that is placed directly into tissue may not always have an optimal match with the feedline resulting in an SWR. The presence of SWR can affect monitoring components used to measure power levels impacting the reliability of such measurements.^[16]

References

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온라인 VSWR 계산기
VSWR 자습서 VSWR, 반사 계수, 반환 손실, 실제 측면, 측정 등의 모든 측면을 다루는 페이지 시리즈.

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