RF 체인

RF 체인은 증폭기, 필터, 믹서, 감쇠기 및 ^[1]검출기를 포함할 수 있는 전자 부품 및 서브 유닛의 캐스케이드입니다.예를 들어 전자전(EW) 어플리케이션용 광대역수신기/검출기, 통신목적의 조정 가능한 협대역수신기, 신호배전시스템에서의 리피터, 송신기 드라이버의 증폭기 및 업컨버터 등 다양한 형태를 취할 수 있습니다.이 문서에서 RF(무선 주파수)라는 용어는 "중간 주파수"에서 "^{[2]: 15} 마이크로웨이브 주파수"까지 즉, 100kHz ~ 20GHz의 주파수 범위를 포함합니다.

RF 체인의 주요 전기적 파라미터는 시스템 게인, 노이즈 수치(또는 노이즈 계수) 및 과부하 ^{[3]: 2} 수준입니다.이러한 속성과 관련된 기타 중요한 파라미터는 감도(체인의 출력으로 해결할 수 있는 최소 신호 레벨), 동적 범위(체인이 처리할 수 있는 최대 레벨에서 신뢰성 있게 처리할 수 있는 최소 레벨까지 총 신호 범위) 및 스플리어스 신호 레벨(불필요한 신호가 생성됨b)입니다.믹서나 비선형 증폭기 등의 장치).또한 유입 간섭에 대한 내성 또는 반대로 체인에서 방출되는 바람직하지 않은 방사선의 양에 대한 우려가 있을 수 있다.기계적 진동에 대한 시스템의 내성도 중요할 수 있습니다.또한 체인의 크기, 중량 및 전력 소비와 같은 물리적 특성도 중요한 고려사항이 될 수 있습니다.

RF 체인의 성능을 고려하는 것 외에, 그에 따르는 다양한 신호 처리 컴포넌트의 신호 및 신호 대 잡음 요건은 종종 체인의 목표 수치를 결정하기 때문에 논의됩니다.

파라미터 세트

RF 체인의 각 2포트 네트워크는 파라미터 세트로 기술할 수 있습니다.파라미터 세트는 해당 ^{[4]: 29} 네트워크의 단자에 나타나는 전압과 전류를 관련짓습니다.예를 들어, 임피던스 파라미터(예: z 파라미터), 어드미턴스 파라미터(예: y 파라미터), 고주파 상황의 경우 산란 파라미터(예: S 파라미터)^{[5][6]: 663} 등이 있습니다.산란 파라미터에 의해 포트를 개방 또는 단락시킬 필요가 없어집니다.이것은 마이크로파 주파수에서는 달성하기 어려운 요건입니다.

이론적으로 파라미터 세트가 RF 체인의 각 컴포넌트에 대해 알려진 경우 구성에 관계없이 체인의 응답을 정확하게 계산할 수 있습니다.불행히도 이 절차를 수행하는 데 필요한 세부 정보를 얻는 것은 특히 두 개 또는 세 개 이상의 구성 요소가 계단식으로 연결되어 있는 경우, 일반적으로 부담이 큰 작업입니다.보다 간단한 접근방식은 체인이 임피던스 일치 컴포넌트의 캐스케이드라고 가정한 후 미스매치 효과에 대한 허용범위를 적용하는 것입니다(나중에 참조).

시스템 스프레드시트

시스템 스프레드시트는 관심 ^[3]주파수 범위에 대한 체인의 중요한 매개변수를 단계별로 표시하는 인기 있는 방법입니다.주요 퍼포먼스 수치를 강조 표시하고 체인 내에서 발생할 수 있는 문제 영역을 특정할 수 있다는 장점이 있습니다.이러한 영역이 전체적인 결과를 고려할 때 항상 명확한 것은 아닙니다.이러한 차트는 수동으로 또는 보다^{[3]: 139} 편리하게 컴퓨터^{[7][8][9][10]} 프로그램을 사용하여 컴파일할 수 있습니다.

또한 시스템 ^[11][12][13]설계자에게 도움이 되는 'tockit'도 사용할 수 있습니다.

스프레드시트 개발에 유용한 몇 가지 루틴이 다음에 제시됩니다.

주요 스프레드시트 토픽

다음에 검토하는 파라미터의 경우 체인에는 (공칭적으로) 임피던스가 일치하는 캐스케이드 디바이스가 포함되어 있다고 가정합니다.여기서 설명하는 절차에서는 모든 계산이 스프레드시트에 순차적으로 표시되며 매크로가 사용되지 않습니다.이렇게 하면 스프레드시트가 길어지지만 계산은 사용자에게 숨겨지지 않습니다.편의상 스프레드 시트 열은 서브밴드로 주파수를 표시하고 대역폭은 게인 리플이 충분히 특성화되도록 충분히 좁힙니다.

RF 디바이스 체인의 n단계에^th 대해 생각해 보겠습니다.앞의 (n-1) 장치에 대한 누적 게인, 소음 수치, 1dB 압축^{[14][3]: 119} 지점 및 출력 열 노이즈 전력은 각각_{n - 1} Gcum, Fcum_{n - 1}, Pcum_{n - 1} 및 Ncum에_{n - 1} 의해 제공됩니다.n단계의^th 게인, 노이즈 수치 및 1dB 압축점의 값을 각각 G_n, F, P1로_nn 하여 n단계가 포함되는^th 경우, Gcum, Fcum_n, Pcum_n 및 Ncum의_n 값을_n 새로운 누적 수치로 결정하고자 한다.

누적 이득

n단계 이후의 누적 이득 Gcum은_n 다음과 같이 주어진다.

$(\displaystyle Gcum_{n}=Gcum_{n-1}\times G_{n})$

Gcum_n(dB)은 다음과 같습니다.

${\displaystyle Gcum_{n}(dB)= Gum_{n-1}(dB)+G_{n}(dB)}$

여기서_n-1 Gcum(dB)은 첫 번째 (n-1) 단계의 총 이득이고_n, G(dB)는 n번째 단계의 이득이다.

dB와 선형 항 사이의 변환 방정식은 다음과 같습니다.

${\displaystyle G=10^{G(dB)/10}=\exp {\big (}0.23026\times G(dB){\big}}$

그리고.

${\displaystyle G(dB)=10\times \log_{10}G=4.6429\times \ln(G)}$

누적 소음 계수(소음 그림)

전체 캐스케이드의 n개 단계 이후 누적 소음 계수는 다음과_n 같다.

${\displaystyle Fcum_{n}=Fcum_{n-1}+{\frac {F_{n}-1}{Gcum_{n-1}}$

여기서_n-1 Fcum은 첫 번째 (n-1) 단계의 소음 계수, F는_n n번째 단계의 소음 계수, Gcum은_n n 단계의 전체 이득이다.

누적 소음 수치는 다음과 같습니다.

$\displaystyle NFcum_{n}(dB)=10\times log_{10}(Fcum_{n})=4.6429\times ln(Fcum_{n})}$

• 참고 1: 1단계에 높은 게인을 갖는 증폭기를 사용하면 이후 단계의 소음 수치 열화가 작거나 무시할 수 있습니다.이는 시스템 감도에 가장 적합합니다.나중에 참조하십시오.
• 참고 2: 체인의 수동(손실) 부분의 경우, 섹션의 소음 수치는 해당 ^{[15][16]: 55} 섹션의 손실과 같습니다.예를 들어 3dB 감쇠기의 노이즈 수치는 3dB입니다.

누적 1dB 압축점

스프레드시트를 사용하기 위해 1dB 압축점을^[14][17] RF 체인의 입력(예: P1cum_n(입력))으로 참조하는 것이 편리합니다.

${\displaystyle P1cum_{n}(입력)=paramfrac {1}{\frac {1}{P1cum_{n-1}(입력)}+{\frac {Gcum_{n}}{P1_{n}(입력)}}}}}$

여기서_n-1 P1cum은 첫 번째 (n-1) 단계의 입력에서 1dB 압축점이고, P1은_n 입력으로 참조되는 n단계의 1dB 압축점이며_n, Gcum은 n단계의 전체 이득이다.단위는 [mW] 또는 [W]입니다.

• 참고: 최상의 결과, 즉 높은 수준의 신호에 대한 시스템 내성은 낮은 프론트 엔드 게인으로 달성됩니다.이는 높은 1단계 이득을 요구하는 낮은 전체 소음 인자의 필요성과 상충된다.
• 주 2: 1dB 압축점은 P1dB, iP1dB 또는 oP1dB로 약칭됩니다.[dBm] 단위로 측정된 입력 또는 출력 전력 레벨을 참조합니다.전체 시스템 성능은 실질적으로 1dB 압축 방법으로 평가할 수 있습니다.

IP3 또는 IM3 등의 관련 파라미터는 시스템 평가에 사용되는 가상번호입니다.디바이스가 굽고 IP3 입력 레벨이 적용됩니다.스펙트럼 분석기를 사용한 측정의 정확도는 (HP/애질런트 사양: +-1.0dB 및 +-0.5dB 커스텀디바이스)입니다.dB의 일부를 쫓지 마세요.선형 시스템에서는 이 모든 것이 AGC가 됩니다.

누적 소음 전력

RF ^{[18]: 44 [19]: 435 [20]: 229} 체인의 입력에 존재하는 열 노이즈 전력은 저항 일치 시스템의 최대값이며 kTB와 같습니다. 여기서 k는 볼츠만의 상수(= 1.38044⁻²³ × 10 J/K), T는 절대 온도, B는 Hz 단위의 대역폭입니다.

17°C(최대 290K)의 온도에서 1MHz 대역폭에 대해 kTB⁻¹⁵ = 4.003 × 10 W/MHz µ -125 dBm.

RF 체인의 n단계 이후의 열 노이즈는 총 게인_T G와 노이즈 수치_T F를 나타냅니다.

${\displaystyle Ncum_{n}=kTB\times Fcum_{n}\times Gcum_{n}$

여기서 k = 볼츠만의 상수, T는 켈빈 단위 온도, B는 헤르츠 단위 대역폭 또는

${\displaystyle Ncum_{n}(dBm/Mhz)=-114+Fcum_{n}(dB)+Gcum_{n}(dB)}$

여기서_n Ncum(dBm)은 대역폭 1MHz당 총 노이즈 전력(dBm)입니다.

리시버에서 누적 이득은 체인의 출력 노이즈 파워가 이후의 신호 처리 단계에 적절한 수준으로 확보되도록 설정된다.예를 들어, 아날로그/디지털 변환기(A/D)에 대한 입력의 노이즈 레벨이 너무 낮으면 안 됩니다.그렇지 않으면 노이즈(및 그 내부의 신호)의 특성이 제대로 파악되지 않습니다(후술의 섹션 참조).한편, 레벨이 너무 높으면 다이내믹 레인지의 손실이 발생합니다.

기타 관련 시스템 속성

체인의 기본 매개변수가 결정되면 다른 관련 특성을 도출할 수 있습니다.

2차 및 3차 요격 지점

높은 신호 레벨에서의 성능은 1dB 압축점이 ^[14]아닌 "2차 가로채기 포인트(I2)" 및 "3차 가로채기 포인트(I3)"에 의해 정의되는 경우가 있습니다.이들은 2가지 신호 테스트에서 발생하는 개념적 신호 수준이며, 2차 및 3차 상호 변조 ^{[1]: 685 [3]: 91} 제품이 출력 신호와 동일한 전력 수준을 달성하는 이론적인 지점에 해당합니다.이 그림은 상황을 나타내고 있다.

실제로는 앰프가 도달하기 전에 제한에 들어갔기 때문에 가로채기 레벨은 달성되지 않지만 낮은 입력 전력에서 가로채기 레벨을 예측하는 데 유용한 이론적인 포인트가 됩니다.dB의 경우 기본 신호의 2배(IP2) 및 3배(IP3)로 감소합니다.

단대단계의 제품이 일관되지 않게 추가될 때, 이러한 제품의 누적 결과는 1dB 압축점의 결과와 유사한 방정식으로 도출된다.

${\displaystyle I2cum_{n}(입력)=black {1}{\frac {1}{I2cum_{n-1}(입력)}+{\frac {Gcum_{n}}{I2_{n}(입력)}}}}}$

여기서_n-1 I2cum은 1단계(n-1) 입력의 2차 요격 지점이고, I2는_n n단계의 3차 요격 지점이며, Gcum은_n n단계를 포함한 전체 이득 지점이다.

유사하게,

${\displaystyle I3cum_{n}(입력)=black {1}{\frac {1}{I3cum_{n-1}(입력)}+{\frac {Gcum_{n}}{I3_{n}(입력)}}}}}$

여기서_n-1 I3cum은 첫 번째(n-1) 단계의 입력에 있는 3차 요격 지점이고_n, I3은 입력이라고 하는 n번째 단계의 3차 요격 지점입니다.

누적 절편 포인트는 시스템의 "스플리어스 프리 다이내믹 범위"를 결정할 때 유용합니다.

3차 가로채기 수준과 1dB 압축 수준 사이에는 다음과 같은 대략적인 관계가 있습니다^{[21]: 59} .

$(\displaystyle IP3(dB)\약 P1(dB)+11(dB))}$

비록 근사치일 뿐이지만, ^[17]그 관계는 많은 수의 증폭기에 적용되는 것으로 밝혀졌다.

신호 대 잡음비

본 발명의 스프레드 시트에서는, 주목 주파수 대역 B(Hz)를 각각 B/M(Hz)의 M개의 서브 밴드(하이셋 열)로 분할해, 각 서브 밴드(m=1~M)에 대해서, 상기와 같이 열잡음 전력을 도출한다.실제로 시스템에 게인 리플이 있는 경우 이러한 결과는 컬럼마다 약간 다릅니다.

신호 대 잡음 비(S:N)는 펄스(Psig)의 피크 신호 전력을 M 주파수 빈의 총 노이즈 전력(Pnoise)으로 나눈 값입니다.

${\displaystyle {\frac {S} {P_{sig}} {\sum_{m=1}^{M}P_{noise}(m)}}$

이것은 RF 주파수에서의 S:N 비율입니다.다음에 나타내는 것처럼 비디오 S:N 비율과 관련지을 수 있습니다.

RF와 비디오의 S:N 비율 관련

스프레드시트에서는 복조 또는 검출 후 원하는 비디오 신호 대 노이즈 수치를 지원하는 RF 신호 대 노이즈 비율을 찾는 것이 유용할 수 있습니다.RF 체인은 일반적으로 검출기 다이오드의 노이즈 기여가 무시될 만큼 충분한 이득을 가지므로 비디오 S:N은 다음과 같이 표시됩니다^{[21]: 115} .

${\displaystyle {\frac {S} {N} {\Big}}_{vid}=flac {G^{2}.P_{S}^{2}}}{4.G^{2}.P_{S}.k.TF'B_{V}+2(kTF'G)^{2}. (B_{V}).B_{R}-B_{v}^{2}/2)}}$

어디에

• P_S = 입력 RF 신호 전력;
• 8B_V 및_R B는 비디오 및 RF 대역폭입니다.
• F' = F -1/G. 여기서 G는 체인 게인이고 F는 유효 소음 수치이다.
• k = 볼츠만의 상수
• T = 주변 온도

[대역 전체에서 상당한 이득 변동이 있는 경우 앞에서 설명한 바와 같이 M개의 서브밴드와 이들 서브밴드에 대한 결과 합계로 나눌 수 있습니다.]

위의 등식에서 RF 대역의 노이즈 파워는_N P = kTBF_R'이므로 RF와 Video S:N 비율의 관계를 알 수 있습니다.

${\displaystyle {\frac {S}{N}{\big}}_{vid}={\frac {S}{N}}{\Big}}_{{{{Big}}}{4}{\frac {S} {N} {\Big}_{rf}{\frac {B_{V}} {B_{R}}}+2.{\frac {B_{V}}{B_{R}}-{\Big (}{\frac {B_{V}}}{B_{}}R}}{\Big}}^{2}}}$

(이 결과는 다른 곳에서 확인할^{[22]: 188} 수 있습니다).

관계를 반전시키면 특정 비디오 S:N 비율을 달성하기 위해 필요한 RF 신호 대 잡음비가 제공됩니다.

$(\displaystyle {\frac {S} {N} {\Big}}_{big}} = flac {B_{V}} {B_{R}}).(\bigg [ ]2).{\frac {S} {N} {\Big}_{vid}\pm {sqrt {4}{\frac {S} {N} {\Big}_{vid}^2}+{\Big(} {\frac {S} {\Big}}_{vid}(#큰 ()2.{\frac {B_{R}} {B_{V}}-1{\Big}}}}}{\Bigg }}}}}}}$

신호 감도

신호 감도는 수신 시스템에서 중요하며 RF 체인 끝의 검출 프로세스에 의해 안정적으로 해결할 수 있는 신호를 제공하기 위해 필요한 입력의 최소 신호 레벨을 나타냅니다.이 파라미터는 신호레벨이 높은 경향이 있고 스테이지 과부하나 스플리어스 신호 생성 등의 기타 문제가 더 관련성이 높은 리피터 및 트랜스미터 드라이버의 경우 그다지 중요하지 않습니다.

시스템 감도 값을 결정하는 것은 어려울 수 있으며 검출 방법, 신호 부호화 방법, RF 채널의 대역폭, 디지털 처리의 관여 여부 등 여러 가지 사항에 따라 달라집니다.시스템의^{[23]: 2.16} 민감도 성능을 평가하는 데 사용되는 두 가지 중요한 매개변수는 "검출 가능성"과 "허위 경보 속도"이다.

통계적 방법은 의사결정 과정에서 종종 사용된다(추이와 스콜닉^{[25]: 16} 참조^{[24]: 20} ).

접선 감도

접선 감도(TSS)는 ^{[24]: 16} 검출기에서 비디오 신호 대 노이즈 비율이 약 8dB가 되는 입력 전력을 정의합니다.썸네일은 TSS 한계에서 검출된 일반적인 펄스의 예를 보여 줍니다.펄스 + 노이즈는 노이즈 플로어에서 바로 떨어진 레벨에 있습니다.TSS 레벨은 실제 시나리오에서는 신뢰할 수 있는 펄스 검출에는 너무 낮은 값이지만, 수신기의 벤치 테스트에서 충분한 정밀도로 판단하여 시스템 퍼포먼스에 대한 빠른 가이드 수치를 제공할 수 있습니다.

광대역 수신기에서 사각 법칙 검출기를 사용하면 체인 입력 단자의 TSS 값은 다음과 ^{[24]: 18} 같이 주어진다.

${\displaystyle TSS(dBm)=162+10.logF_{T}+10.log{\Big (}6.31B_{V}=2.5{\sqrt {2}).B_{V}B_{R}-B_{V}^{2}}{\Big}}}$

이것에 의해, 비디오 출력이 TSS일 때에, 검출기에의 입력시의 RF신호의 S:N을 얻을 수 있다.

${\displaystyle {\frac {S}{N}{\Big}}_{R}(dB)=10.log[}{\frac {B_{V}}}{B_{R}} {\Bigg (}6.31+2.5{\sqrt {2}).{\frac {B_{R}} {B_{V}}-1} {\Bigg}} {\Bigg }} {\Bigg }}}$

이 방정식은 비디오 출력이 TSS일 때 광대역시스템에서는 일반적으로 RF에서의 S:N이 유니티보다 작음을 나타냅니다.예를 들어, B/B_V = 500이면_R 방정식은 (S:N)_R = 0.17(170 -7.7dB)이 됩니다.(주: 이전^{[22]: 190} 섹션에서 설명한 RF 및 비디오 S:N 비율과 관련된 방정식을 사용하여 유사한 결과를 얻을 수 있습니다).

썸네일에는 S:N = 0.17의 광대역 노이즈 및 500의 대역폭 비율의 RF 펄스에 대응하는 시뮬레이션 비디오 출력(TSS에서)이 표시됩니다.

펄스 검출을 위한 S:N 가이드라인 그림

시스템의 감도는 "검출 가능한 최소 신호"로 간주할 수 있습니다.이는 적절한 마진만큼 임계값을 초과하는 신호 레벨입니다(레벨이 너무 낮게 설정되어 있으면 노이즈 스파이크가 너무 자주 초과되고 신호+노이즈 값이 충분한 마진만큼 초과되지 않으면 임계값 아래로 떨어져 펄스 종단이 조기에 발생할 수 있습니다).따라서 검출 가능한 최소 신호를 결정할 때 시스템 요건에 적합한 "허위 경보 속도" 및 "검출 가능성" 값을 선택해야 합니다.설계자에게 도움이 되도록 그래프를 사용하여 ^{[24]: 30 [25]: 28 [26]: 2.19 [27]: 21 [15]: 357} 디텍터에서 필요한 S:N 비율을 결정할 수 있습니다.

노이즈 중의 신호의 펄스 검출의 경우 RF 대역폭이 영상 대역폭을 크게 넘는 광대역 수신기의 검출기에 이어 S:N(비디오 시)의 신뢰성 높은 성능 가이드라인 수치가 16~18dB이다.^{[21]: 87} 이는 스프레드시트에서 사용할 때 유용한 수치이며 Swerling 1^[28][29] 타깃의 경우 99% 이상의 검출 확률에 해당합니다.

(S:N 값이 작을 경우 허용 가능한 "검출 가능성" 및 "허위 경보 속도" 수치를 제공할 수 있지만 펄스의 노이즈 스파이크가 선택한 임계값 레벨 아래로 확장될 수 있으므로 펄스 길이 측정의 신뢰성이 떨어집니다.)

예를 들어, 썸네일은 노이즈에서 검출된 펄스의 시뮬레이션된 예를 보여줍니다. 여기서 S:N = 18dB 및 15dB입니다.알 수 있듯이 S:N이 15dB 이하로 떨어지면 펄스 검출의 임계값 레벨을 설정하기 어려워지고 노이즈 플로어에서 제거되지만 조기 종료는 발생하지 않습니다.

비디오 S:N 비율은 앞에서 설명한 바와 같이 RF S:N 비율과 관련될 수 있습니다.

레이더 펄스 감지와 같은 시나리오에서는 여러 펄스에 대한 통합이 발생할 수 있으며 S:N의 낮은 값이 ^{[25]: 30} 허용될 수 있습니다.일반적으로 시스템 감도 및 펄스 감지 이론은 전문 주제이며 스프레드시트에 쉽게 적응되지 않는 통계 절차를 수반하는 경우가 많다.

불일치

지금까지 RF 체인의 디바이스는 동축 케이블(^{[1]: 165 [30][31]: 13–3 [4]: 165} 0.414인치 및 0.085인치 반강성 케이블^{[32][2]: 481} )과 같은 짧은 전송 선로, 스트라이프^{[33][4]: 168 [31]: 13–6 [33]}또는 마이크로스트립으로 상호 접속되어 있었습니다.거의 항상 다양한 인터페이스에서 미스매치가 발생합니다.

미스매치로 종료된 전송로의 표준 방정식은 다음과^[34][20] 같습니다.

• 전압 반사 계수 = Ω, 여기서 Ω = (Z_I0 – Z)/(Z_I + Z₀)
• 리턴 손실(전원) = 20.log Ω VSWR = (1 + Ω)/(1 - Ω) (정체파비 참조)
• 불일치 손실 = -10.log²(1 - ))

일치하지 않는 전송로의 응답

전송 라인의 양끝이 일치하지 않는 경우, 복수의 반사 신호가 라인상에 존재해, 부하로 보이는 주파수 응답에 리플이 발생할 수 있습니다.

첫 번째 타임 라운드 에코만 고려되는 경우(즉, 다중 반사가 무시됨), 출력 응답은 다음과 같습니다.

${\displaystyle V_{out}=V_{1}(1+\alpha^{2}).\rho _{1}.\rho _{2}.e^{j.2}*\pi .f.2T_{d}}}}.$

어디에

• α는 케이블을 통과하는 단일 패스의 손실입니다.
• θ₁ 및₂ θ는 종단부의 전압 반사 계수입니다.
• f는 주파수입니다.
• T는_d 케이블의 (싱글 패스) 전파 지연입니다.

전형적인 플롯이 썸네일에 표시됩니다.

이 응답에는 다음과 같은 피크 대 피크 값 δA의 리플 성분이 있습니다.

$\displaystyle \Delta A=2.{\frac {1+\rho_{1}.\rho _{2}}{1-\rho _{1}.\rho _{2}}}}:$

리플의 피크 대 피크(또는 트로프 대 트루프)와의 주파수 차이는 δ로 나타납니다.

$({displaystyle\Delta\Omega={pi}{T_{d}}})$

여러 불일치에 대한 응답

RF 체인에는 다양한 길이의 스테이지 간 링크가 다수 포함될 수 있습니다.전체 결과는 다음을 사용하여 얻을 수 있습니다.

${\displaystyle {text{전체 결과}}=\prod _{n=1}^{N}Vout_{n}$

이것은 플랫과는 거리가 먼 전체적인 반응을 줄 수 있다.예를 들어 25개의 캐스케이드된(단, 분리된) 링크를 랜덤하게 수집하면 다음과 같은 결과가 나타납니다.여기서 경로 지연의 랜덤 선택은 α를 단일성으로 간주하고 α와₁ δ를₂ 주파수 범위 10~20GHz에 대해 표준값 0.15(복귀손실 θ 16dB)로 간주한다.

이 예에서는 이 반응을 특성화하기 위해 50MHz 간격으로 교정을 수행하는 것이 좋습니다.

리플 진폭은 미스매치가 개선되면₁ 감소하지만 특히₂ 상호접속 링크의 길이가 짧아지면 감소합니다.표면 실장 컴포넌트로 구성되며 물리적으로 작게 만들 수 있는 스트립라인으로 상호 ^{[4]: 168} 연결된 RF 체인은 0.5dB 미만의 리플을 달성할 수 있습니다.집적회로를 사용하면 리플은 여전히 낮아집니다(예를 들어 모노리식 마이크로파 집적회로 참조).

믹서

RF 체인에 믹서가 있으면 출력 주파수 범위가 입력 주파수 범위와 다르기 때문에 스프레드시트가 복잡해집니다.또한 믹서는 비선형 장치이기 때문에 특히 광대역 시스템에서 바람직하지 않은 상호 변조 제품을 많이 도입합니다.

주파수_sig F 및 로컬 발진기 주파수_lo F에서의 입력 신호의 경우, 믹서의 출력 주파수는 다음과 같습니다.

$({displaystyle {mixer Output}}=n\times F_{lo}\pm\times F{sig})$

여기서 m과 n은 정수입니다.

일반적으로 믹서의 경우 원하는 출력은 n = m = 1인 주파수입니다.그 외의 출력은, 「스퍼」라고 불리며, 통상은 불필요한 출력입니다.주파수 계획은 대개 이러한 불필요한^{[35][3]: 168} 신호의 결과를 최소화하기 위해 별도의 스프레드시트로 작성됩니다.

믹서 퍼포먼스에 관한 일반적인 포인트는 다음과 같습니다.

1. m과 n이 작은 제품은 가장 큰 진폭을 갖는 경향이 있기 때문에 가장 주의를 기울여야 하며 가능하면 동작 가능한 패스밴드를 벗어나야 합니다.m과 n이 높을 때 제품은 진폭이 더 작은 경향이 있으며 종종 무시할 수 있습니다.
2. 다운 컨버터는 F가 하이로 설정되어 있는 경우에_LO 최적으로 실현됩니다.F_LO > F_Sig > F > F 。
3. 수신기에서 IF(중간 주파수)를 매우 ^{[20]: 10} 높게 설정하면 화상 주파수 신호가 덜 복잡합니다.
4. 이중 밸런스 믹서를^{[21]: 37 [16]: 652 [3]: 165} 사용하여 국소 오실레이터 누출을 최소화할 수 있습니다.
5. 높은 수준의 스퍼링을 피하기 위해 큰 진폭 신호를 믹서에 표시하는 것을 피해야 합니다.따라서 믹서 전에 높은 게인을 갖는 것은 좋지 않은 관행이다(전체 소음 수치가 낮은 필요성과 상충될 수 있는 요건).어떤 경우에도 믹서에 가해지는 LO전력은 신호전력을 크게 ^{[3]: 166} 초과해야 합니다.

일반적인 믹서에서 1dB 압축점은 로컬 발진기 ^[38]전력보다 5~10dB 낮습니다.

IP3 와 P1 의 대략적인 관계는, 증폭기의 관계와는 다릅니다.믹서의 경우 매우 근사적인 표현은 다음과 같습니다.^{[20]: 35}

${\displaystyle IP3(dB)\약 P1(dB)+15(dB)}$

이것은 매우 대략적인 것이므로, 자세한 설명은 해당 믹서의 사양을 참조하는 것이 좋습니다.

다이내믹 레인지

Dynamic Range(D_R; 동적 범위)는 검출 가능한 신호에서 체인이 ^[38]과부하되는 수준까지의 입력 전력 범위입니다.

D는_R 다음에 의해 주어집니다.

$(\displaystyle D_{R}=P_{max}-P_{sens})$

여기서_max P는 앞에서 설명한 최대 신호 전력이고_sens P는 신호 검출을 위한 최소 입력 전력입니다(앞에서 설명한 민감도 참조).

수신기 안테나의 필드 강도, 안테나 게인 및 신호 전력

(다음 방정식에 대해 몇 가지 가정을 합니다.첫 번째로 착신 신호가 편광되면 안테나는 그 편광에 일치하도록 회전합니다.두 번째로 안테나 출력 임피던스가 체인 입력 포트의 임피던스와 일치한다고 가정하고, 세 번째로 게인이 인용되었을 때 이것이 안테나의 최대 게인(때로는 보어라이트 게인이라고도 함)이라고 합니다.

착신 신호의 전력 밀도가_inc P일 경우 안테나 단자의 전력은_R 다음과 같습니다.

${\displaystyle P_{R}=A_{eff}\times P_{inc}}$

여기서_eff A는 안테나(또는 안테나 개구부)의 유효 영역입니다.전력 밀도(미터당 와트 수)는 다음과 같이 전계 강도_R E(미터당 볼트 수)와 관련될 수 있습니다.

${\displaystyle E_{R}=sqrt {P_{inc.120\pi }}$

안테나의 이득은 유효 개구부와 관련이 있습니다.^{[39]: 90 [6]: 746} ${\displaystyle }$ ${\displaystyle =}$ ${\displaystyle A_{}}$ ${\displaystyle e_{}}$ f${\displaystyle {}_{}}$. ${\displaystyle 4\frac{\mathrm{}}{}}$ ${\displaystyle \frac{{\pi \mathrm{}}^{}}{}}$ {\$$2 { $displaystyle$ G$=A_{eff$}${\frac {4\pi }{\fracda ^{2}}}}$

실제로 안테나의 유효 개구부는 실제 물리적 면적보다 작다.접시의 유효면적은 실제 면적의 약 0.5~0.6배, 직사각형 뿔 안테나의 경우 실제 ^{[6]: 747} 면적의 약 0.7~0.8배이다.쌍극자의 경우 실제 물리적 면적은 없지만 반파장 쌍극자의 전력 이득은^{[39]: 35} 1.62이므로 유효 면적을 추정할 수 있다.

프런트 엔드 손실

프론트 엔드 손실은 리시버 체인의 첫 번째 활성 장치 이전에 발생하는 손실입니다.이러한 장애는 특정 시스템의 운용요건 때문에 발생하는 경우가 많지만 가능한 한 가능한 한 최소화하고 시스템 감도를 최대한 높여야 합니다.이러한 손실은 첫 번째 증폭기 스테이지의 유효 노이즈 수치(dB의 ^{[20]: 15} 경우 dB)에 더해집니다.

안테나에서 수신기 공급기로의 손실과 같은 일부 손실은 시스템 구성의 결과이며 도파관에서 동축으로의 전환 손실을 포함할 수 있습니다.그 외의 손실은, 고사고 전력으로부터 체인을 보호하기 위한 장치를 포함할 필요가 있기 때문에 발생합니다.예를 들어, 레이더 시스템은 레이더 송신기의 고출력 신호로부터 체인을 보호하기 위해 송신-수신(TR^[40][41][42]) 셀을 필요로 합니다.마찬가지로, 선박에서는 근처에 위치한 고출력 송신기의 방출로부터 체인을 보호하기 위해 프런트 엔드^[43] 리미터가 필요합니다.
또한 시스템은 아웃 오브 밴드 신호로부터 보호하기 위해 입력부에 밴드 패스 필터를 포함할 수 있으며, 이 장치는 약간의 패스 밴드 손실을 입게 됩니다.

신호 처리 장치의 신호 및 S:N 요건

검출기(다이오드)

RF 및 마이크로파용 검출기 다이오드는 포인트 접촉 다이오드, 쇼트키 다이오드, 비화 갈륨 또는 p-n 접합 장치일 ^[44]수 있다.이 중 숏키 다이오드와 접합 다이오드는 최상의 결과를 얻기 위해 바이어싱이 필요합니다.또한 실리콘 접합 다이오드는 고주파에서는 성능이 저하됩니다.일반적인 검출기 다이오드의 TSS는 -45 ~ -50dBm, 피크 펄스 파워는 20dBm입니다.다만, 보다 나은 수치도 가능합니다^[47]).

저전력에서는 다이오드의 제곱법 특성이 있습니다.즉, 출력전압은 입력전력에 비례하지만, 고출력(약 -15dBm 이상)에서는 출력전압이 입력전압에 비례하는 선형이 됩니다.

사각 법칙 검출기는 RF S:N이 유니티보다 작은 경우에도 광대역시스템에서 비디오로 검출 가능한 신호를 송신할 수 있습니다.예를 들어 대역폭이 6GHz이고 RF S:N 값이 0.185(-7dB)인 시스템에서는 앞에서 설명한 RF-비디오 관계를 사용하면 비디오 S:N(즉, TSS)은 6.31(8dB)이 됩니다.(Tsui의 방정식은 이 예제의 RF S:N 값을 0.171로 나타냅니다).

DLVA(Detector-log-Video-Amplifier)

DLVA는^{[48][21]: 72} 여러 채널, 사시 안테나 및 진폭 비교 ^{[21]: 155 [49]}방법을 사용하는 방향 탐지 시스템에서 흔히 볼 수 있습니다.또한 디지털화 전에 수신기의 수신 신호의 동적 범위를 압축하는 데도 유용합니다.2~6GHz, 6~18GHz 등의 주파수 범위를 커버합니다.또, 2 ~ 18 GHz 의 범위를 커버하는 와이드 밴드 디바이스도 있습니다.

단순한 DLVA는 광대역 다이오드 검출기와 그 다음에 로그 특성을 갖는 증폭기를 포함하고 일반적으로 -45dBm~^[50][51][52]0dBm의 입력 전력 범위를 가지며, 확장 범위 DLVA에서는 -45~+15dBm까지 증가할 수 있다.두 장치를 증폭기와 함께 결합하여 -65dBm ~ +15dBm의 유효 범위를 제공할 수 있습니다.

저노이즈 앰프를 포함한 연속 검출 DLVA의 전력 범위는 일반적으로 -65dBm ~+10dBm입니다^[53][51].

순간 주파수 측정 시스템(IFM), 디지털 식별 장치 DDU

IFM은 단일 ^{[21]: 126 : 140} 펄스의 주파수 측정을 제공할 수 있습니다.이들은 이진수 또는 다른 ^[54][55]시퀀스에서 지연 길이가 증가하는 일련의 지연 라인 주파수 식별자를 통합합니다.그들은 보통 그들 자신의 이익을 통합한다.지연 라인이 가장 긴 식별기는 주파수 측정 정확도와 분해능을 확립하고, 지연 라인의 최단 상관기는 DFD의 명확한 대역폭을 정의하고,^[56] 나머지 상관기는 모호성을 해결하는 역할을 합니다.보통 입력이 있어 IFM에 존재하는 앰프를 제한합니다.이것에 의해, 수신 신호가 상관기에 의한 처리를 위해서 일정한 레벨로 상승해, 주파수 프로세서의 주파수 데이터 디코딩 작업이 용이하게 되어, 동시 신호가 존재하는 경우의 「캡처 효과」를 강조할 수 있습니다.일반적으로 RF 앰프는 최저 지정 신호 입력 레벨에서 최소 10dB의 제한을 생성합니다.RF S:N 비율이 너무 낮으면 IFM의 주파수 분해능을 설정하는 가장 긴 지연 라인 상관기의 출력이 저하되고 노이즈가 발생합니다.높은 S:N 비율(+10dBm)에서는 측정된 주파수 정확도가 상관기 제한 rms 오류에 근접하지만, 약 -3dBm SNR에서는 모호성 오류가 나타나 측정 ^[57]정확도가 크게 부정확해집니다.

일반적인 DDU의 최저 입력 전력 레벨은 약 ^[57]-75dBm으로 리시버 노이즈 수치가 10dB일 경우 약 1MHz의^[55] 주파수 정밀도를 제공합니다.다이내믹 범위는 65~75dB이며, 2~6GHz, 6~18GHz 등의 주파수 대역이 커버되며, 일부 광대역 디바이스는 2~18GHz를 커버합니다.^[58][59][55]

디지털 기술의 등장으로 아날로그 시스템과 유사한 과정이 ^[60][61]실현되었다.

아날로그-디지털 변환기(A/D)

RF 체인 끝에 위치한 아날로그-디지털 변환기는 ^[62][63]추가 신호 처리를 위한 디지털 신호를 제공합니다.A/D는 샘플링된 신호로 동작하기 때문에 데이터가 손실되지 않으려면 나이키스트-셰넌 샘플링 정리가 충족되어야 합니다.앞에서 설명한 바와 같이 광대역 노이즈에 잠긴 저진폭 RF 펄스는 제곱법 다이오드 검출기로 검출할 수 있다.마찬가지로 확산 스펙트럼 신호는 압축에 의해 노이즈 플로어 아래에서 회복할 수 있다.따라서 데이터 손실을 방지하기 위해 열 노이즈가 적절히 A/D를 활성화하고 노이즈 내에 존재하는 신호가 검출 또는 압축 프로세스에 의해 올바르게 회복될 수 있도록 체인 게인이 충분히 높아야 합니다.일반적으로 A/D에 입력되는 rms 노이즈 전압은 A/D 범위의 1~2비트여야 하지만 이보다 낮으면 안 됩니다.한편, 과도한 체인 게인 때문에 노이즈 플로어가 불필요하게 높아지면 다이내믹 레인지의 손실이 발생합니다.

예를 들어 시간대역폭 곱이 200이고 진폭이 1LSB인 차프신호가 A/D 입력에 1LSB의 rms전압으로 노이즈에 포함되어 있다고 합니다.디지털화된 양자화된 출력은 평균값에 비례하여 아래 그림의 예시와 유사합니다.신호처리장치에서의 압축 후 오른쪽 그림과 같이 노이즈를 훨씬 상회하는 고진폭 펄스를 얻는다.

이 예에서는 A/D의 선형성과 동적 범위를 개선하기 위해 사용되는 디저의 장점을 의도하지^[64][65][66] 않게 보여줍니다.여기서 설명하는 신호의 경우 노이즈가 없고 신호만 있는 경우 진폭은 A/D를 작동하기에 충분하지 않습니다.

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